mos管rc电路分析

在AC-DC开关电源设计中，变压器次级线圈的漏感往往会在开机瞬间产生高达数百伏的反向脉冲，这些瞬态过压不仅对肖特基二极管构成严重威胁，也会波及后级电路。并联RC吸收电路成为抑制过压的常见方案，但如何精准选择吸收电阻，实现临界阻尼而非欠阻尼或过阻尼，始终是设计者绕不过的核心难题。

将次级线圈L、吸收电阻R和吸收电容C视为串联RLC电路，可建立如下瞬态响应模型：

L·d²i/dt² + R·di/dt + (1/C)·i = 0

特征方程根的判别式Δ = (R/2L)² – 1/(LC)。当Δ = 0时，即发生临界阻尼，对应电阻值：

R_crit = 2·√(L/C)

此时系统无振荡，也不会过度迟滞，能够在最短时间内将过压钳制到稳态，不再让过冲成为设计隐患。

要精准计算R_crit，首先需测定变压器次级线圈的等效电感L。我在实验室中采用LCR仪器，断开初级线路，仅保留次级绕组，以100kHz小信号测试环境进行测量。多次读数并取平均后，得到稳定的260mH。测量时务必确保线圈固定及适当屏蔽，避免外界磁场干扰。

在我们的项目中，次级并联电容C取1.2nF，该值来源于后级滤波电容并联再加PCB走线寄生电容的综合计算。将L = 260mH和C = 1.2nF代入公式，得到：

R_crit ≈ 2·√(260×10⁻³ / 1.2×10⁻⁹) ≈ 1.658kΩ

这一临界阻尼电阻即为工程选型的参考基准，帮助我们快速锁定阻值区间。

鉴于手头仅有357Ω电阻，且焊盘空间允许串联两只，我采用714Ω/1.2nF进行验证。实测波形显示：

• 未加RC时，次级反向脉冲峰值可达–224V；

• 加入714Ω/1.2nF后，峰值降至–156V，振荡明显减弱。

后续可在1.3kΩ～2.0kΩ范围内逐步测试，寻得最优阻值与恢复速度。

在实际应用中，RC吸收电阻值可在R_crit上下±20%浮动，以兼顾PCB走线、电阻功率和温度系数差异。过低会导致欠阻尼振荡，过高则进入过阻尼，恢复时间延长，可能干扰电源启动周期。电容C宜维持nF级别，避免容值过大在开机瞬间对主芯片造成大电流冲击。

通过精准计算与实测结合的方法，不仅可以有效抑制变压器次级反向过压，保护肖特基二极管与开关芯片，更能以最小物料成本达成设计目标。相比直接选用高耐压器件，该方案在成本上可节省30%以上，也大幅提升了方案的一致性和可复制性。

本文完整呈现了临界阻尼电阻推导与次级线圈电感实测流程。若你在项目中也面临类似难题，或想分享其他测量技巧，欢迎在评论区留言讨论，并点赞收藏，以便后续查阅。下次我们将继续探讨多级RC吸收与智能调谐技术，敬请关注。